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对于mp2与mp3和mn1与mn2，由于r3的存在，根据电路图可写出vgs1=vgs2+id2r3，假设mn2的宽长比是mn1的k倍，则有：
从式(7)可以看出，iout与电源电压无关。因此mp2、mp3、hsp3、hsp4、hsn1、hsn2、mn1、mn2、r3共同构成了与电源无关偏置电流的产生电路。
双极型晶体管的基极-发射极电压具有负，对于一个双极型晶体管可以写出ic=isexp(vbe/vt)，其中vt=kt/q，设b为固定的比例系数，eg≈1.12 ev为硅的带隙能量，则有
式(10)给出了在一定温度t下基极-发射极电压的，从中可以看出，它与vbe本身的大小有关。当vbe≈750mv，t=300 k时，
，可以看出vbe具有负的。
当两个双极型晶体管工作在不相等的电流密度下时，假设基极-发射极电压分别为vbe1与vbe2，则二者的差值△vbe=vbe1-vbe2与绝对温度成正比。q1与q2为采用bcd工艺的pnp三极管，对于q1、q2有：
3 电路仿真及结果分析
基于0.5μm高压bi工艺，1.2 v基准电压的仿真结果如3所示。可以看出.通过给vdd端加上升的电压，电压从0 v上升到18 v，输出端的电压vref随vdd端电压上升而逐渐升高，当vdd端电压上升到15 v左右时，电路进入工作状态，vref端输出基准电压，此时，随着vdd的继续增加，vref不再变化， 后vref端电压保持在1.215 v。
在做温度系数的仿真时，由于受到启动电路的影响，无法得到正确的温度系数曲线，在仿真时，通过将启动电路断路，使得基准电压随温度变化的曲线得以正常仿真。将电路在-40～85℃范围内进行仿真分析，得到带隙基准电压源的温度系数仿真结果如图4所示，可以看出，室温下带隙基准电压源的基准电压为1.215 0 v，85℃时带隙基准电压为1.216 05 v，可得该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃。
4 结论
通过对传统的带隙电压基准源进行改进，增加启动电路，采用结构的ptat电流产生电路，设计了一种高精度、与电源和温度无关的具有稳定电压输出特性的带隙电压源。该设计电路在0.5μm高压bi工艺下实现，结果表明在-40～85℃范围内该带隙基准电路的温度系数为7 ppm/℃，室温下的带隙基准电压为1.215 v。
摘要：针对传统带隙电压基准源电路电源电压较高，基准电压输出范围有限等问题，通过增加启动电路，并采用结构的ptat电流产生电路，设计了一种高精度、低温漂、与电源无关的具有稳定电压输出特性的带隙电压源。基于0.5μm高压bi工艺对电路进行了仿真，结果表明，在-40%℃～85℃范围内，该带隙基准电路的为7ppm/℃，室温下的带隙基准电压为1.215 v。
本文引用地址：
基准电压源广泛应用于a/d、d/a转换器、开关电源以及各种通信电路，它的电源噪声抑制能力与稳定的温度特性是影响a/d，d/a速度与精度的重要因素，甚至影响整个系统的性能，良好的基准电压源设计才能满足需要。带隙电压基准(bgr)技术日趋成熟，具有较高精度，较低功耗的bgr在电路中被广泛应用。
利用双极型晶体管的基区-发射区电压差△vbe在不同电流密度偏置下具有正，而其本身的基区-发射区电压vbe具有负，这两个电压线性叠加，得到较合适的近似零温度系数的基准电压源。该电路增加了启动电路和ptat电流产生电路，其中ptat电流产生电路是该基准源的核心，通过对电路的分析与研究，给出了基于0.5μm高压bi工艺下的的设计和仿真结果。
1 传统的带隙电压基准源
传统的带隙电压基准源原理图与电路结构如图1所示。
图1(a)中，以vbe(on)和vt为基准的偏置源会有相反的tcf，输出电流可能以vbe(on)和vt的某种复合电压作为基准源，如果复合方式得当，可使输出温度系数为零，该电路输出电压为：
vout=vbe(on)+mvt (1)
通过确定vbe(on)的温度系数，使输出电压与温度无关，即从而确定要求的m值。
对于图1(b)，已知两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。在图1中，如果mp1，mp2是同样的晶体管(is1=is2)，且偏置的集电极电流分别为ni0和i0，忽略它们的基极电流，那么
△vbe=vbe1-vbe2=vtlnio/is1-vtlnio/is2=vtlnn (3)
双极晶体管的偏置电流实际上是与绝对温度成正比(ptat)的，假设mp1与mp2为相同的管子，要使id1=id2，电路必须保证vx=vy。所以，id1=id2=(vtlnn)/r，结果，使id3产生同样的特性，并将ptat电压id3r2加到基极-发射极电压上，因此输出电压为
只要保证(4)式中两项和是零，vbe3的值以及q3尺寸的选择都有几分任意。实际上，由于晶体管之间的不匹配，以及r1的温度系数，id5的变化会偏离理想的等式，给输出电压vref带来误差。传统电路还存在电源电压较高，基准电压输出范围有限等问题，因此需要不断的改进与提高。
2电路设计
基于0.5μm高压bicmos工艺下的带隙基准电压源电路如图2所示，电路由启动电路和带隙基准电压产生电路两大部分组成。
在与电源无关的偏置电路中，重要的问题是“简并”偏置点的存在，使电路有两种可能的状态：一种是工作状态，另一种是电路中没有电流流过，这是所不希望的状态。增加启动电路，使该电路在电源上电时，能驱使电路摆脱简并偏置点，正常启动并稳定工作。图2中左半部分即为该带隙基准电压源的启动电路部分，主要由r1、r2、mp1、hap1和hap2构成，其中hap1与hap2为高压非对称pmos管，hap1与hap2构成电流镜，由于两者尺寸相同，hap2的漏极电流与hap1的漏极电流相等。当电路未进入工作状态时，hap1与hap2导通处于开启状态，通过增加vdd端电压，使得r1上压降逐渐增大，因此通过r1的电流增加;由于hap1与hap2构成的电流镜的作用，通过r2的电流与r1上的电流相同，所以r2上电流也随着vdd端电压上升而升高，r2两端的电压也随之升高;当vdd增加到一定程度后，r1远离地端的电势将逐渐升高到该工艺下高压非对称pmos管的截止电压，并保持稳定，此时r1上的电流也趋于稳定，r2上电流也将趋于稳定，在r2远离hap2端将得到一个较稳定的开启电压，经计算并仿真测得这个电压为5.92 v。
对于电压产生电路，ptat电流产生电路是该电路的核心部分，应用了bcd工艺下的pnp管。主要由mp2、mp3、hsp3、hsp4、hsn1、hsn2、mn1、mn2、r3、q1、q2构成。其中mp2、mp3、hsp3、hsp4、hsn1、hsn2、mn1、mn2、r3构成与电源无关的偏置，q1、q2产生与温度无关的基准。
在偏置电流电路中，iref通过某种方式由iout得到，如果iout 终与vdd无关，那么iref则不受vdd影响，即与电源无关。当忽略mos管沟道长度调制效应时，有iout=kiref，因为每个以二极管方式连接的器件都是由电流源驱动的，所以iref近似的与电源无关。图2中mp3、hsp4 hsn2、mn2的宽长比分别是mp2、hsp3、hsn1、mn1的二倍，其中mp2、mp3、hsp3、hsp4与hsn1、hsn2、mn1、mn2分别构成电流镜，生成与电源无关的电流偏置，影响电流精度的关键因素就是漏-源电压，漏-源电压的变化会严重影响漏极电流的匹配。对于普通电流镜电路，因它们的漏一源电压不同，从而失配与沟道调制效应会造成组成电流镜的两个晶体管的栅-源电压有差异，从而导致输出电流发生很大变化。采用电流源结构的电路，优点在于它会有一个很大的输出电阻，这在镜像电流源中非常重要，能够提高输出基准电压的稳定性，此外该结构能够减小沟道调制效应的影响，能够改善电源抑制和初始精度等电路的重要性能。图2中经过mp4，与hsp5 后从hsn3中流出的电流和vt有关，所以电阻r4的压降也与vt有关，在做仿真的过程中，通过对r4的阻值优化， 后选择合适的电阻值使vout输出带隙电压。
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